二极管spice模型 利用SPICE模型的参数选择二极管

前言

仿真软件的使用大大缩短了电路设计的周期，而在大部分软件所提供的元件库中，仿真元件都是以其SPICE模型的参数作为基础的。因此，电路设计者在选择元器件进行电路设计仿真时往往面临诸如对元件的SPICE模型参数物理意义不了解及难于将公司提供的该芯片的数据资料中的物理量与其SPICE模型参数相对应等一系列问题。对此，文中给予了相应的解释和说明。

一．二极管的SPICE模型参数

二极管分为静态模型参数和动态模型参数两种。其中作为已知参数，可以直接由工艺过程或器件材料决定的有禁带宽度EG，饱和电流温度指数XTI，闪烁噪声系数KF和闪烁噪声系数AF。静态模型是通过I~V曲线来反映的，参数主要有反向饱和电流IS，反向击穿电压BV，发射系数N，反向击穿电流IBV，梯度系数M，内建电势VJ和串联电阻RS。动态模型是通过C~V曲线体现的，参数主要有零偏结电容CJ0，渡越时间TT。元件测量温度TNOM，XTI，EG则反映了饱和电流随温度变化的特性。根据不同种类二极管的应用，应对这些SPICE参数值进行有针对性的选取。

1.1 反映二极管静态特性的SPICE参数

1.1.1 （反向）饱和电流IS 单位(A)

考虑理想情况下变容二极管的I~V特性,关系如下[1]：

(1)

其中, VT为半导体热电势,表达为: 。V为外加偏压,q为电子电荷，K为波尔兹曼常数,T为绝对温度。当外加反偏压的绝对值足够大时，I值约等于SPICE参数中的反向饱和电流IS。由半导体基本理论推出[1]：

(2)

A为势垒区截面积，np0和p n0分别为载流子产生与复合率相等情况下P区的单位体积的少子电子数和N区的少子空穴数（少子浓度），Ln和Lp分别为少子电子和少子空穴的扩散长度，和为空穴和电子寿命。

1.1.2 发射系数N

考虑非理想情况下少数载流子在穿越势垒区时的复合,(1)式被修正为:

(3)

其中N为用来反映势垒区复合程度的发射系数，其取值范围为[1，2]。

1.1.3 VJ：内建电势（V）

二极管的内建电势VJ是由平衡PN结空间电荷区内的内建电场引起的，它是由图1. 二极管的I/V特性半导体的材料决定的。它是N区和P区间存在的电势差，定义如下[1]：

(4)

其中，和分别代表P区的空穴浓度和N区的电子浓度，电子(空穴)从N(P)区到P(N)区必须克服势垒。由（5）式可知，本征载流子浓度越小，则VJ越大。由于禁带宽度EG影响着电子从价带底跃迁到导带顶的难易，从而决定了本征载流子浓度ni，因此，根据（5）还可推出在特定温度下，以下三种常用材料的VJ大小关系为：GaAs>Si>Ge。

1.1.4 IBV反向击穿电流（A）与BV反向击穿电压（V）

当外加反向偏压增至某值时，反向电流会迅速增加。发生击穿存在两种可能性，一种是由势垒区在高电场下共价键断裂产生的大量电子引起的齐纳击穿。另一种是因少子渡越P-N结空间电荷区时,受其电场加速获得足够大的动能以轰击晶格中的束缚电荷,电离出电子空穴对,引发连锁撞击导致雪崩击穿。I~V反向曲线上的反向击穿电流IBV参数的值是由半导体生产厂家确定的，对应该值的电压被定为反向击穿电压BV。分析可知，当二极管的禁带宽度EG

越窄，杂质浓度越高，反向击穿现象越容易发生。

1.1.5 RS：串联电阻（Ω）

在不考虑衬底的情况下，二极管的串联电阻主要由PN结两侧中性区和金属引线间的欧姆接触电阻和P区,N区的等效电阻组成，在高频情况下，还包含趋肤电阻。串联电阻降低了施加于PN结上的分压,从而导致了I~V曲线斜率的降低。此外，RS还会对二极管的品质因素Q 和截止频率造成影响。

1.2 反映二极管动态特性的SPICE参数